传统上，PFC（功率因数校正）离线功率转换器的设计带有两个功率级：第一个功率级通常情况下是一个升压转换器，因为此拓扑结构中有连续的输入电流，可使用乘法器以及平均电流模式控制进行改变，以获得近乎一致的功率因数 (PF)。不过，升压转换器要求有比输入更高的输出电压，同时要求一个额外的转换器将电压步降到可用水平（见图 1）。
图 1 两功率级转换器的功能结构图
传统的升压转换器有一个固定的输出电压，比最大的峰值线电压要高。尽管如此，我们也不必对它进行调节，因为步降转换器（2 功率级）可对变量进行调节。只要压升超过峰值输入电压，转换器就会进行适当调节。使用升压跟随器对线电压的变化进行跟踪响应有着许多好处，比如缩小的升压电感器尺寸，以及在峰值线电压较低时更低的开关损耗。
图 2 升压跟随器和传统 PFC 预调节器的输出电压如何对 Vin(t) 进行跟踪
升压电感 (L)
对升压电感的选择是根据最低峰值线电压为 (Vin(min) 、占空比 (D) 为最大时所允许的最大纹波电流 (ΔI) 而定的。以下方程用于计算每一类（传统或跟随器型）预调节器功率级中的电感。ΔI 为峰值输入电流的 20%[5]；Pout 为最大输出功率；而 Vout (min) 则为最小升压输出电压。这些方程表明，在输入电压范围较大时，升压跟随器拓扑结构中的电感会小很多。
例如，若要在具有 85V～265V 宽泛输入范围的 250W 应用中，跟踪输入电压的输出电压范围为 206V～390V 时，使用上述的方程对升压跟随器拓扑的电感进行计算，将需要 570 μH 的电感。同样的条件下，对传统的 390V 固定直流输出拓扑而言，则需要 1mH 的电感。
升压开关损耗
以下方程计算了升压 FET 中的功率损耗 (PQ1) [3][5]，并表明相对于传统 PFC 而言，当线电压较低时，寄生 FET 的电容损耗 (PCOSS) 以及 FET 的转换损耗 (PFET_TR) 在升压跟随器 PFC 中会小很多。这是因为线电压较低时输出电压 (Vout(min)) 在升压跟随器 PFC 中会小很多，从而减少了整体的开关损耗。
例如，一款 IRFP450 HEXFET（同样的条件应用于升压电感）的功率损耗在升压跟随器中为 11.5W，而在传统的调节器中的功率损耗则为 19.5W，也就是说在线电压较低时，升压跟随器的效率高出大约 3%。
图 3 升压跟随器型 PFC 与传统 PFC 的实验室结果比较
升压 FET 散热片尺寸的缩小
升压 FET 散热片尺寸的计算在输入电压最低时进行，因为此时 FET 功率损耗最高。以下方程可用于计算传统或跟随器型要求的散热片 (Rθsa) 的最小热阻。其中，Tjmax 为最高的结温，Tamb 为最高的环境温度，Rθjc 为半导体接面至外壳的热阻，而 Rθsc 则为散热片到外壳的热阻抗。
通过该方程我们可以看到，由于 FET 功率损耗 (P_semi) 减少并且热阻抗上升，因此要求的散热片尺寸缩小——这是升压跟随器相对传统拓扑的又一好处。通过升压开关损耗部分已计算得出的功率损耗，我们可以选择升压跟随器和传统 PFC 预调节器的散热片，以更明显地看到升压跟随器的这一优点。对传统拓扑或跟随器型拓扑的设计要求是 Tjmax 不能超过 FET 最大额定温度的 75%，而 Tamb 则通过线性速度为 150 英尺/分的风扇维持在 40°C。所使用的 IRFP450 在传统拓扑中要求的 AVVID 散热片部件编号为 53002（体积大约为 4.125 立方英寸），而在升压跟随器拓扑中则要求为 AVVID 531202（大约 1.38 立方英寸）——体积缩小了大约 66%。
保持电容的选择
不幸地是，如果不增加成本，那么您也就没有办法获得更多的性能。在您得到好处的同时，在电路中也包含进了另一些缺点，包括更慢的瞬态响应以及更大的保持电容 (Cboost)，以下方程可估算出要求保持时间为 (tholdup) 的电容大小。Vholdup 是设计要求的保持电压的大小。
对升压跟随器和传统预调节器的最小要求保持电容进行计算表明了在升压跟随器拓扑中，电容可以高到何种程度。在 250W 具有 16.7-ms 保持时间和 85-V 保持电压的应用中，传统拓扑的最小输出电压 Vout (min) 为 390V,而升压跟随器拓扑则为 206V。升压跟随器拓扑要求的保持电容大约为 330 μF，而传统的转换器拓扑则仅需要 150 μF。
结论
升压跟随器型 PFC 预调节器相对传统 PFC 预调节器而言，有更多的优点，电源设计人员对这些优点也颇感兴趣。其优点具体包括升压跟随器型 PFC 在线电压较低时有更高的效率，更小的升压开关散热片，以及更小的升压电感器，从而满足了相似电源的要求。不幸地是，为了得到使用升压跟随器带来的好处，设计人员将面临更慢的瞬态响应，以及更大的升压保持电容。
