适用于ADSL2/ADSL2+局端设计的24-V供电线路驱动器

关键词： ADSL2/ADSL2+、线路卡、驱动器功耗、离散多频调制(DMT)、变压器变比N、总谐波失真(THD)、主动匹配模式(Active Termination Mode)、合成系数Ks、驱动器净空间(headroom)、平坦增益、功率谱密度(Power Spectral Density)。

引言
　　在高密度ADSL、ADSL2/ADSL2+局端设备中，线路驱动器相对于数字信号处理器(DSP) 和模拟前端(AFE) 主芯片而言，消耗了电源系统中的绝大部分功率。为了优化线路驱动器的功耗和提高数据率，设计师必须非常谨重地选用线路卡的供电电源、线路匹配、变压器变比 以及线性度良好的线路驱动器。
　　在本文中，我们将首先介绍功耗计算的方法，同时还将讨论如何优化供电电压和整体性能。在如下的讨论中，我们将阐述采用24-V电压的线路驱动器是如何在5至48V的工作范围内实现低功耗和成本优化的解决方案。
　　DSL信号流程框图概述
　　DSL信号流程框图由数字信号处理器、模拟前端（A/D、D/A和接收器）、线路驱动器和变压器组成（如图1所示）。为了节省整个系统的成本，我们应在DSL的局端设备数字用户线

路 访问多路复用器(DSLAM)应尽可能多地集成线路卡的数量从而降低每端口的成本。如今端口密度为48、72和96的线路卡上各端口线路驱动器正呈现低功 耗和微型化封装的趋势。由于线路驱动器和外围混合滤波电路消耗了电源的大部分功率，并且管脚也占用了相当部分的PCB面积，因此为了优化线路卡的功耗、 PCB大小和合理降低成本，必须谨重地选择线路驱动器的类别和对应供电电压。

　　在DSL信号框图中，线路驱动器放大来自模似前端(AFE)的离散多频(DMT)信号，并经变压器耦合后驱动电话线上的大电流负载。设计师在选择线路驱动器时必须考虑四个主要因素：高输出电压幅值并具极好的线性度、低于800mW的功耗、小引脚和低成本。由于A/B类电流反馈放大器所具有的优良性能完全符合以上要求，因此该类线路驱动器已成为业内DSL驱动器的主流产品。
　　接下来我们会通过分析DSL信号的驱动部分，进一步了解相互间的关系。这里我们给出了驱动线路的供电电压，电流和功耗要求，接下来再讨论驱动器的供电电压、工艺和成本。
　　局端的下行参数
　　当POTS电话线路阻抗为100欧姆时，全速率的离散多频（DMT）信号的峰值输出功率高达+20dBm。实际上我们取波峰因数为14.5 dB甚至对削波信号来进行纠错处理，并以此优化驱动器的功耗。
　　从线路的输出功率和线路阻抗，我们可计算出线路输出的均值电压和电流：
　　20dBm = 10 log (Pout / 1mW)
　　Pout = 20dBm=100mW
　　Pout = (Vout-有效值)2/ Rload
　　Pout = 100mW = (Vout-有效值)2/ 100
　　Vout-有效值= 3.16V
　　由于电话线采用差分驱动方式的双绞线传导，因此可最小化线间串扰的共模噪音。可通过波峰因素(CFR)和峰均值比(PAR)算出差分输出电压峰峰值。
　　波峰系数(CFR) = 20 log (PAR) = 14.5 dB
　　PAR = 5.3
　　Vout-ptp = Vout-rms * PAR = 3.16*5.3 = 16.76V
　　Vout-ptp diff = Vout ptp *2 = 33.52V
　　基于以上分析，在差分双绞线线路上的ADSL CO 输出电压幅度高达33.52 Vp-p。最大输出峰值电流值可通过输出峰值电压除以100欧姆线路阻抗得出。在ADSL2+的应用中，它的值为167.6 mA。
　　差分驱动器通常采用两个放大器组来传输差分信号。
　　典型的差分驱动器电路结构图如图2所示。由上面的计算我们已得出线路峰值输出电压为33.52 V ，峰值电流为167.6 mA 。从驱动器一边分析，驱动器输出电流和电压幅值由变压器的变比N和回馈电阻Rterm 决定。


图2：ADSL差分线路驱动器电路图
　　差分驱动器和接收器其它重要指标还有对称的动态响应、宽带宽、低相位和增益差、使能/非使能功率关断工作模式、较强驱动输出电流及极低的总谐波失真(THD)。
　 　回路的匹配电阻Rterm是否与线路的阻抗匹配也非常关键。在100%的阻抗匹配条件下，Rterm=Rload/2，这时线路输出电压值仅为驱动器的 输出电压的一半，线路传输功率只有50%的效率。为了提高效率，必须将匹配电阻值最小化。我们这里引入了主动匹配(active termination) 模式电路，它通常采用一个较小的匹配电阻和放大器的正反馈电路合成驱动器的线路阻抗。
　　主动匹配模式电路图如图3所示。
　　由于采用了正反馈电路和设置了合成系数Ks，放大器的输出阻抗可被视作Vo+和Vo-间内阻并得到了提高。


图3

 主动匹配模式差分线路驱动器
　 　在绝大多数设计中，为避免正反馈过激励而产生自激，合成系数Ks的经验值为5。设Ks=5，线路阻抗为100欧姆，变压器变比为N，线路驱动器匹配电阻 （2Rbm）为：2Rbm= 100 欧/N2Ks ，变比为1：1时，Rbm=10欧姆。现在让我们通过实际功率的计算，看看输出电压的幅值、供电电压和线路的匹配如何影响线路驱动器的功耗。
　　驱动器的功耗计算
　　线路驱动器的功率消耗除了线路传输功率外，还由以下两部分组成：静态功率(Pdq)和输出功耗(Pdo)。
　　Pdriver= Pdq +Pdo
　　Pdq= Vs*Iq
　　Pdo= (Vs -- Vout-rms) * Iout-rms
　　Pdriver= Vs*Iq + (Vs -- Vout-rms) * Iout-rms
　　总Pconsumption= Pdriver + Pline= Pdiss+ 100mW
　　在以上等式中，Vs是供电电压，Iq是驱动器的静态偏置电流。
　　直观而论，Pdq就是指在不驱动信号时用以维持驱动器偏压和待机时的功耗，Pdo是指当驱动器输出负载有效值电流时，相对于输出级净空间阻性压降(

resistive drops)上的功耗。在驱动器的数据手册里指出了由于驱动线性信号需要的净空间区形成的这类压降。因此输出幅值近轨特性非常重要，
　　因为峰值输出电压是由有效值输出电压乘以波峰因数得出的。在图3的电路中，采用驱动器中的最大线性输出幅值输出电压峰值信号。如果驱动器越接近全轨输出，它需要的净空间则接近于零，因此驱动器的输出功耗也越少，此时驱动器的输出效率最高。
　　通过以上的分析，很明显，驱动器的工作偏置电流同样也是影响功耗的另一个关键因素。
　　增大或减小偏流能改善或降低驱动器的线性性能，因些适当调整驱动器的偏流以具有良好的线性度同时又要兼顾最小化的静态功耗成为DSL线路驱动器的一个重要特性。
　　变压器和供电电压的影响
　 　如上公式所述，变压器的初次级变比也是一个重要的设计要素。在信号流程框图中，变压器实质上等同于另一个增益级。如果线路驱动器不足以在供电电源电压下 提供足够的输出幅度来达到预期的Vout峰值，我们可以通过选择变压器变比来提升线路输出的信号幅值。如果选择了足够高电压的电源，可获得比实际需要还强 的输出信号，变压器的变比将用于衰减线路电压。所以变压器可配合线路驱动器工作于5V至48V的电源范围内。
　　由于供电电压降低，驱动器驱动的 负载电流将隨之增加。所以在较低的供电电压下，驱动器需要较大的输出电流（必须采用较大的内核和引脚封装）和较大的静态电流，得以驱动输出级的内部结间容 性负载。然而增加变压器的变比达到足够的驱动电压的同时却使得从变压器的次级到初级的接收回路呈现N倍衰减特性，这样直接影响了接收回路的信噪比。反之， 高电压驱动器输出幅值和静态电流则较小。
　　因此我们得出结论，即电压越高效率越高，同时如我们上面所述驱动器还应具有足够大的线性区。对采用高 压工艺的高压驱动器而言，晶体管和内核应当足够大，因为设计高压IC时必须考虑适当的线间距得以承受高电压和避免级联和结间电容。这时驱动器的内核必然又 会增大。高压驱动器需要在优化净空间区与线性输出幅值比的同时，还应对频带高达4 MHz的离散多频(DMT)信号呈现0.1dB的平坦增益响应来符合ADSL和ADSL2+的带宽指标。当然，満足带宽和增益的同时还要兼顾线性度和噪声。
　 　由于采用高压工艺的晶体管和结电容都较大，因此高压驱动器的较高的偏流和静态功耗等不利因素又如同前面低压驱动器的分析一样面临着实际的挑战。理论和实 践都证明，采用30V以上的加工工艺，驱动器的静态功耗瓶颈会非常明显地暴露出来。例如目前直接采用48V电源供电的线路驱动器需要约5V的净空间，而且 仅静态功率消耗就要超过150mW。ADSL2/ADSL2+技术相对突出了反映具有功率与频带变化的功率谱密度(Power Spectral Density) 参数，进而对信号带宽和噪音参数提出了苛刻的要求，因此此类高压驱动器正面临着ADSL2/ADSL2+严峻的挑战。
　　出于 DSL应用中对功耗、噪音和封装引脚之间的综合考虑，我们现在来关注采用15至30V供电的驱动器。再次分析供电范围的中间段并优化功率，我们便能够确定 驱动器的最佳供电电压。让我们回到上文，变压器的次级输出必须为线路提供高达33.52-Vp-p的差分峰值电压。从变压器稳定和简化设计角度出发，为了 减少失配误差，我们通常采用1:1的变比即变比N=1最为理想。
　　接下来我们采用主动匹配(active termination)方式，选择20%正反馈匹配（Ks=5）来最小化匹配电阻上的功耗。因此我们可以计算驱动器输出峰值Vswing= 1.2*33.52= 40.24 Vp-p。单端信号即为20.12V或+/- 10.06V，于是我们采用供电电压为+/- 12V、单端净空间小于2V的驱动器就可以实现电路。
　 　许多有着良好线性性能的双极性硅绝缘体工艺(bipolar SOI)电流反馈方式的驱动器都符合这类标准。鉴别高性能驱动器的优劣可从兼顾驱动性能的同时，驱动器是否具有较小的静态电流、内核和引脚封装。以上讨论 得出结论，静态电流乘以供电电压为总功耗等式的Pdq，因此较小的偏流能降低总功耗。
　　成本因素的考虑
　　设计者必须会提出这样一个问题：各种电源解决方案的成本如何？
　 　这里便引发出了一场讨论，即系统如果直接采用-48V电源供电能否节省供电系统的成本。我们大家都知道采用这种方式仍存在来自-48V电源的噪声、常模 干扰、数字与模拟地非隔离和电压不稳定等各种各样的线路缺陷和隐患。供电电压会在-36V至-72V(北美及欧洲通信电源标准) 波动，加上内部的带宽限制不利于主动匹配(active termination)方式的实现和ADSL2及ADSL2+信号的可靠运行，这必然会在设计上带来线路驱动器的高功耗。
　　另外，这种直接供电方案还必须采用较贵的高压电容对电源噪声去耦和旁路，同时必须采用电源线路滤波器(滤除噪声)以及驱动器占用较大的PCB尺寸，这些不利因素都将会对节省成本的初衷大打折扣。
　 　相对而言，由于A/B类电流反馈放大器采用+/-12V双电源或+24V单电压供电，因此具有极低的功耗(比ADSL2+的功耗指标还要低) 并且外围元件成本更低。如表1中栏如示, 如今主流DSL线驱能达到优于ADSL2+的带宽总功耗仅为700mW，并且每端口的引脚尺寸不到10mm2。选用微型封装通常成本较低并能降低系统的总 成本。
表1：基于不同供电电压的DSL线驱比较表


　　总结
　 　DSL是通过电话线进行数据传递及其它信息的技术。目前DSL正朝着前所未有的"多方服务"(triple play)- 开展传递音频、数据和视频业务。ADSL2/ADSL2+标准目前能够达到超过24 Mbit/s的数据传输速率。这类DSL的升级技术为传输诸如MPEG4高端视频奠定了宽带基础。为了在DSL信号中加载更多的信息，线路驱动器必须具有 极高的保真度(高带宽和低总谐波失真THD)来満足如此高速的数据传输速率。
　　我们已经阐述了大电流A/B类电流反馈(CFA)驱动器在24-V电源供电下的特性，它具有良好的功耗、线性度、灵活性和高性价比的性能。业界已确认此类专用线路驱动器具有可驱动高达50Mbps传输速率的优质性能，这必然将会引领DSL技术迈向下一个新台阶。