图 1. 差模与共模信号示例
在下面表 1 中简要列出了如何连接每个应用的放大器和转换器，图 2 显示了一些正确的电路示例。
图 2. 用于放大器 / 转换器前端的交流耦合与直流耦合应用示例
共模：已断开
如果未提供或保持共模偏置，转换器将产生增益和失调误差，使获取的总体测量性能下降。简单地说—转换器输出将如图 3 所示，或者略有变化。输出频谱的形态将与过载满量程输入相似。这意味着转换器的零点偏离中心，不是最优。设计人员可能会发现转换器会较早削波或者达不到转换器的满量程。最近，由于转换器开始使用 1.8 V 电源和更低的电源，这一问题变得更为严重。这意味着模拟输入的 CM 偏置为 0.9 V 或 AVDD/2。并非所有的单电源放大器都支持这样的低共模电压，同时还保持相对较好的性能。但是，部分新型放大器已经适应此类电压，并在市场上有售。因此，谨慎起见，需查看哪些放大器可以用于您的新设计。并不是任何旧款放大器都能使用，因为裕量可能非常受限，并且内部晶体管可能会开始塌陷。如果将双电源与放大器配合使用，大多数情况下应该会有充足的裕量来实现适当的 CM 偏置。缺点是增加了一个额外的电源—可能不标准的负电源，这意味着更多的器件和更高的成本。简单的反相器电路有助于解决这一问题。
图 3. 放大器和转换器之间的 CM 不匹配
将器件连接起来
了解共模和直流耦合之后，我们可以开始组建信号解决方案。例如，ADL5567 是双通道差分放大器，增益为 20 dB。它具有 4.8 GHz 带宽，适合连接 GSPS ADC，例如 AD9625，这是 12 位、2.5 GSPS 转换器，具有 JESD204B 8 通道接口。图 4 所示为整体设置框图。
图 4. 直流到 WB 放大器 / 转换器信号链示例
在显示的该配置中，前端接口针对宽带采样进行了优化， 同时保留信号的直流成分。由于器件为+5.5 V 耐压。该设计使用+3.3 V 和?2 V AVDD 分离电源。这使得放大器的输出端和 ADC 的输入端之间共模简单对齐，两者均需在 AIN+和 AIN?保持+0.525 V。同样，注意几个接地使能的放大器引脚功能(VSS)，单电源现强制设置为?2 V 供电(新 VSS)。
CM 电压输出很简单，但是弄清楚放大器输入的共模需求可能有点麻烦。需要为接口做两件事。第一，输入端 CM 电压需要配置为 0 V，否则，驱动放大器失调将使输出轨偏向一侧。这将导致图 3 所描述的性能问题或更严重，—将出现放大器和转换器信号链交流性能不佳。为此，放大器输入端的每一侧都需要允许电流流向地面，或该直流耦合案例中 2 V。因此，在每个放大器输入端添加 2.2 kΩ的电阻来抑制失调电流。
这是它的工作原理：放大器输出约为 0.525 V，放大器输入 CM 电压为 0 V。具有 500 Ω的内部反馈电阻和约 50 Ω的输入电阻使得它看起来有 550 Ω；或在本例中，我们假设一个 50 Ω源电阻与 100 Ω电阻并联，得到 33 Ω。再串联 20 Ω增加到 53 Ω。这是串联了 500 Ω内部反馈电阻或总计 553 Ω。也就是形成了 500 Ω和 53 Ω的 0.525 V 电阻分压器。反过来，产生了 900 μA (或 0.525/553)的电流。为将此分流至地面或新 VSS 或?2 V，添加 2.2 kΩ电阻或?2 V/2.2 kΩ = 900 μA。
第二，输入为单端输入且需要适当配置来保持最佳性能，同时维持较低偶数阶失真。同样，100 Ω与 50 Ω源电阻有效并联，得到 33.33 Ω戴维南等效电阻，如前所述。这通常又会反映在 VIN 节点上，来平衡设备的输入，因为它是单端驱动的。但是，为了改善偶数阶失真，VIN+节点上的 20 Ω用于保持所有宽带频率的低失真。这通过使用特定中频约 500 MHz 完成，—或参见图 5 测试示例。由于它是一个迭代的过程，所以会有些乏味。有关放大器上 SE 到 DIFF 转换的计算和方程，参见 ADA4932 数据手册。图 6 中所示为信号链设计中最高 2 GHz 输入频率的典型交流频率扫描性能。
图 5. 典型 FFT 性能@ 507 MHz AIN @ 2500 MSPS
图 6. 典型交流频率扫描性能@ 2500 MSPS
值得注意的是，添加了 5.1 nH 电感与电源的正供电轨输入串联。这 有助于通过捕捉和再循环放大器内部的这些不平衡电流来再次提高偶数阶线性度性能与频率。
最后，需要针对放大器和 ADC 之间的前端 BW 优化接口。这通常也以迭代的方式完成。但是，对于两个 IC 之间某些值的设置有几点需注意。为了在接口中获得最佳 BW，请遵循以下规则。
首先，根据经验和 / 或 ADC 数据手册建议，选择一个反冲电阻器(RKB)，(本例中为Ω)，通常介于 5 Ω和 36 Ω之间。
然后，选择放大器外部串联电阻(RA)。如果放大器差分输出阻抗在 100 Ω至 200 Ω范围内，RA 应小于 10 Ω。如果放大器输出阻抗为 12 Ω或更低，RA 应介于 5 Ω和 36 Ω之间。此时，为 ADL5567 选择 10 Ω串联电阻和阻抗为 10 Ω的差分输出。
放大器输出的串联与并联总电阻应与放大器的表征负载(RL)接近。这里，图 4 电路中为 160 Ω，或 2 RA + 2 RKB + RADC = 20 + 40 + 100。ADL5567 具有 200 Ω的 RL，所以如果设计值偏离放大器的 RL 特性值太多，线性度性能可能出现偏差。
最后，将内部 ADC 电容 CADC 添加至 10 Ω串联电阻后的并联电容，来帮助完成内部 ADC 采样网络反冲。这也提供了软低通滤波来减少任何折回带内的宽带谐波。
有关在放大器和 ADC 之间形成抗混叠滤波器的更完整过程，参见 CN-0227 和 CN-0238。
使用上述标准开发出 2 GHz 通带平坦度响应产品，以捕捉 1st 和 2nd 奈奎斯特区内的频率，假设采样速率为 2.5 GSPS。该设计的输入驱动规格将为?8 dBm 或 252 mV p-p，假设在 100 MHz 基准频率下具有 50 Ω输入阻抗。这是放大器输入要求转换器达到满量程的输 入满量程电平。
图 7. 典型通带平坦度性能和输入驱动电平
结论
在任何直流耦合设计中，忽略转换器的共模输入电压规格均可引起严重问题。如果使用了多个级别，信号链中的共模水平必须保持一致，以防止两个组件相互冲突。如果未正确耦合，其中一个将经常在各级间取胜，产生虚假测量。
对于交流耦合应用，需在两级之间使用一个耦合电容来打破这种共模不匹配。这样设计才能够优化放大器输出和 ADC 输入的偏置。
否则，系统设计中需考虑双电源或电平转换电路，如以上直流耦合设计中的描述。如需之前的直流耦合分析，请通过 rob.reeder@analog.com, 或 Analog Devices EngineerZone? 与我联系。
参考电路
Reeder, Rob. 实现放大器与 ADC 之间的共模融合。 Electronic Design, 2010 年 7 月
AN-824，放大器与开关电容 ADC 接口的谐振匹配方法。
Bowick, Chris. RF 电路设计 . Newnes, 1997 年 2 月。
高速反冲、无缓冲 ADC、Electronic Design，, July 2011.
Quite Universal Circuit Simulator.
Nuhertz Technologies, Filter Free Design Program.
