摘要：目前，开关电源的应用日益普及，正朝着高效节能、安全环保、小型化、轻便化方向发展。本文基于LT3573，介绍其结构特点，并设计一种隔离型反激式DC-DC变换器电路，进行仿真实验，验证其应用电路设计的合理性和可靠性。
1 引言
自从1994年单片开关电源问世以来，为开关电源的推广和普及创造了条件。开关电源的应用涉及到各种电子电器设备领域，如程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。各种新技术、新工艺和新器件如雨后春笋般，不断问世，使得开关电源的应用日益普及。开关电源高频化是其发展的方向，从最初的20kHz提高到现在的几百kHz甚至几兆赫兹，高频化带来开关电源的小型化。目前，开关电源正朝着高效节能、安全环保、小型化、轻便化方向发展。
2 LT3573简介
LT3573是一种单片开关稳压器件，专为隔离型反击式拓扑结构而设计。在隔离型反激拓扑结构中，变压器原边电路需要时时感知到副边输出电压的变化信息，以便维持输出电压稳定。在以往的电路拓扑结构中，常常采用光电耦合器件或者另外增加变压器绕组，来得到输出电压反馈信息。光电耦合器件存在的问题是：①耗费输出功率；②成本增加，电路结构便得复杂；③有限的动态响应、器件非线性、老化等，都会带来麻烦。
另外若新增变压器或变压器绕组，无形就会使变压器物理尺寸变大，成本增加，其动态响应也不怎么样好。而LT3573则无需外接光电耦合器件或第三绕组，其特有的内置反激误差放大器，在二次侧绕组电流为零时，反激误差放大器开始取样输出电压信息，直接从变压器原边的反激电压波形检测输出电压的变化信息，自动维持输出电压的稳定性，这也是此IC设计的亮点之所在。反激电压由于RFB和Q2的作用，变换成电流，这个电流几乎全部流过电阻RREF，形成反馈电压，进入反激误差放大器，并与其1.22V的参考电压进行比较，以便后续电路能调整开关管的占空比，达到稳定输出电压的目的，如图1所示。
一个1.25A 、60V的NPN型功率开关管以及全部控制逻辑单元都集成到一个16引脚MSOP封装的LT3573内部。极大地简化了该集成块应用的外围电路设计工作，在3V~40V的输入电压范围内工作，最大输出功率值可达7W。可应用于需要隔离型电源的众多领域，比如工业、医疗、数据通信、汽车应用、低功率PoE和VoIP电话接口等。
LT3573工作于边界模式，与对等的连续传导模式设计相比较，边界模式工作允许使用较小的变压器。
图1 LT3573内部拓扑结构框图
3 钳位电路的设计
变压器漏感Lsl（无论原边还是副边），如图2所示，会在原边引起一个电压尖峰出现。当输出开关关闭后，这个尖峰随着更高的负载电流越来越尖，这就需要选择能量吸收网络消耗掉漏感中储存的能量。在大多数情况下，需要用缓冲电路，以避免过压击穿输出开关节点。所以，变压器漏感应尽量减少。
选择吸收网络钳位反激开关电压尖峰。由于开关变压器的漏感产生的电压尖峰，反激电压可由下式计算：
（1）
其中：VF—变压器二次侧整流二极管D2正向压降 ；
ISEC —变压器二次侧电流 ；
ESR —二次回路的总阻抗；
NPS —变压器有效的原副边匝数比；
VOUT — 输出电压。
这个电压和输入电压之和（VIN +VFLBK）直接加到了功率开关管Q1的集电极上，容易造成功率开关管Q1的二次击穿而损坏。为了钳位电压尖峰值在开关管的额定值以内，最常用RCD吸收电路，使得开关管关断期间，储存在漏感中的能量转移到吸收网络电容C1里，并且最终消耗在电阻R1上，如图2所示。
这里的钳位二极管D1开关速度要足够快，否则，开关管关断瞬间，漏感尖峰无法及时传递到电容C1上而会在开关管Q1集电极产生瞬间高压，如图3所示。因此，肖特基二极管通常是最好的选择。
一旦钳位二极管D1开通，漏感电流就会被C1吸收，吸收时间不得长于150ns，如图3所示的tSP<150ns，否则，会干扰输出电压的稳定性。
吸收电阻R1影响电压尖峰幅度Vc和持续时间tSP，tSP时间不能过长，否则会引起检测输出电压失真，如图所示。
图2 RCD吸收电路图 图3 开关管Q1集电极电压波形示意图
4 开关变压器设计
4.1原边最小电感量
因为LT3573通过检测开关变压器原边反激脉冲波来调整隔离输出电压。当二次侧绕组传导电流时，LT3573就从SW引脚获得输出电压信息，这时，取样电路需要一个最低限度的时间取样输出电压。为了保证足够的取样时间，原边就需要保持一个最低电感值LPRI。该电感值计算公式如下：
（2）
式中：
toff ( MIN) = 350ns，开关管最小关断时间；
IMIN = 250mA，转换器的最低电流限制。
4.2变压器匝数比
一般来说，选择变压器匝数比，是为了最大限度地获得输出功率，也可使转换器有足够的电流处理能力，但是匝数比不能太大了。对于低输出电压（3.3V或5V）来说，用原边匝数数倍于副边匝数（N:1）以最大化变压器的电流增益（和输出功率），此时SW引脚的电压等于最大输入电源电压加上输出电压乘以匝数比的和。这个数值必须保持在SW引脚的VSW (MAX)值之下，以防止内部电源开关管崩溃。综合这些条件，对某一特定应用来说，需要设置一个匝数比的上限值N，选择一个匝数比足够低的变压器。
（3）
其中：VSW (MAX) 为开关管最大电压应力。根据电路仿真，得出如表1所示的在不同变压器匝数比情况下，开关电压应力和输出电流能力。
表1 开关电压应力和输出电流能力与匝数比
5 实际应用电路及仿真分析
仿真实验电路如图4所示，采用12V输入电压，开关变压器原副边的绕组匝数比设为3:1，RREF引脚外接对地参考电阻，阻值一般设为6.04k，此电阻值不能偏离6.04k过大，一般百分之几的变化是可以接受的，否则，会引起大的输出电压误差。RFB为外部反馈电阻器的输入引脚，此处阻值设为80.6k。此引脚连接到变压器的原边（Vsw）。这个电阻与RREF电阻的比值，决定了输出电压（加上任何非一体化的变压器匝数比的影响）。在反激期间，通过这个电阻的平均电流大约为200μA 。也可以用如下公式来确定RFB与RREF之间的关系：
（4）
其中：
—开关管Q1的Ic/Ie比值，典型值为0.986；
VTC — 0.55V；
VBG —内部带隙基准电压。
Tc引脚内部连接了一个正温度系数电流源到RREF引脚，引脚外部接输出电压温度补偿电阻，产生的电流正比于绝对温度，仿真时阻值设为28.7k。RILIM 最大电流限制调整引脚，用一个10k的电阻就可以让LT3573达到最大工作电流能力。 /UVLO为关断/欠压闭锁引脚，连接到Vin的电阻分压器固定在此引脚上，以便提供LT3573工作的最低输入电压。当电压低于约0.7V时，内部电路几乎没有静态电流。当>0.7V且<1.25V时 ，该部分将有10μA的电流，但内部电路将继续关闭。当>1.25V时，内部电路将开启并且有10μA电流将输入SS引脚。
图4 实际应用电路示例
电路仿真各个关键电位的波形如图5所示。从波形图上可以验证，边界模式每个周期让二次侧电流归零，这样寄生电阻的电压降不会导致负载稳定性误差。电路可稳定输出5V直流电压，0.5A的直流电流，额定功率达到2.5W。输入电压为12V时，开关管Q1最大电压应力约28V，符合预定设计目标。
图5 电路仿真关键点波形
6 结束语
此种电路设计的亮点在于没有使用光电耦合器件，或变压器，或变压器绕组，而是靠检测开关管集电极电压波形来稳定输出电压，简化了外围电路，既避免了电路额外的功率损耗，同时又增加了电路的可靠性。
