功率放大器类型
A类、B类和C类功率放大器
A类功率放大器的信号有一个偏置点，当输入信号幅度改变时，器件消耗的平均电流并不改变。图1中，M1可以看作是幅度为IDC的电流源。
图1 A类功率放大器的结构图
A类功率放大器的效率最大值为50%。工作在线性区会使A类CMOS功率放大器的实际效率降低到40％以下。这意味着工作电压确定后，为了保持高效，A类功率放大器的偏置电流必须随着输出功率的改变而改变。由于A类功率放大器的偏置点不随输入信号的改变而改变，所以在注重增益和线性度的应用中，此类功率放大器是最佳结构。B类和C类功率放大器与A类相比，可以实现更高效率，但通常输出功率较低，并且有较大失真。
D类、E类和F类功率放大器
D类、E类和F类CMOS功率放大器通过工作在线性区来优化效率和输出功率，这些功率放大器通常被称作“开关模式”功率放大器。因为这些功率放大器可以在低工作电压下实现高效率，所以被广泛用于ISM频段的收发装置。如图2所示，在开关模式功率放大器中，输出级电路由大信号方波驱动。
图2 开关模式功率放大器的结构图
从图2还以看出，输出级晶体管含有丰富的谐波成分。这些谐波成分取决于驱动信号的占空比和幅度、场效应管的导通电阻和功率放大器的负载电阻。D类功率放大器通过改变输入信号的占空比改变输出功率，这就是脉宽调制模式（PWM）。D类功率放大器通常用于输出功率连续变化的音频领域。
对于E类功率放大器，输入信号的占空比恒定不变。匹配网络用于最小化输出级开关导通时的漏极电压。通过最小化输出级开关的导通压降，可以降低开关管的损耗，提高系统的整体效率。F类功率放大器与E类功率放大器相似，但设计匹配网络时要特别注意谐波阻抗，以实现最高效率。因为要考虑谐波电阻，F类功率放大器匹配网络设计一般更复杂。
开关模式功率放大器
所有Maxim的CMOS ISM频段收发器都提供漏极开路的功放输出。在整个300～450MHz频段内，占空比固定在25％。用户根据所要求的输出功率、电流损耗和谐波参数来设计匹配网络。图3是开关模式功率放大器输出级的简单模型。图中，R sw是场效应管的导通电阻，C pa是等效的器件寄生电容总和，C pkg是封装电容，C board是板上电容，Z pa是C pa、C pkg、C board三电阻串连后再同R sw并联所得。表1则是Maxim ISM频段主要收发器件的开关电阻和电容值。其中，开关导通电阻的典型值对应于V DD="2".7V的工作电压；另外，板上寄生电容受布线影响很大。
图3 开关模式功率放大器的简化模型
E类、F类功率放大器和匹配网络的设计可以参照文献2、3、4。考虑到本文篇幅，这里只提及两点：首先，匹配网络的设计必需使功率放大器的效率最高；其次，输出级导通压降较低时，功率放大器的效率最高。
开关模式功率放大器的仿真
在许多低成本ISM频段应用中，系统工程师可能受设计周期、费用、系统复杂度的限制而无法对匹配网络进行优化。小尺寸（高Q值）、价格便宜的天线在发射较高频率时通常有较高效率，但是射频调整电路限制了发射信号的谐波成分，所以匹配网络对谐波分量的抑制尤为重要。考虑到这些因素，我们在分析功率放大器时假定输出匹配网络已经过优化，输出电压为正弦信号。
假设功率放大器的负载电阻为RL，输出电压可低至0.1V，功率放大器的效率表示为
（3）
如果电源电压V DD="3V"，开关导通电阻R sw="22W"，负载电阻RL=400W，功率放大器的效率为80％，输出功率为10.2dBm。可利用SPICE建立开关模式功率放大器的理想模型，其中，阻值为11W或22W的理想电阻与Q值为10的并联谐振腔连接。图4是仿真原理图，图5为仿真结果。
图4 仿真原理图
图5所示，开关模式的功率放大器最显著的优势之一就是在保证卓越的直流/射频转换效率的同时，通过改变负载电阻，可以在宽范围内改变输出功率。另外，具有较小开关导通电阻的开关模式功率放大器的输出功率较大，效率较高。它的缺点是需要更大的电流对开关管进行充放电。
图5 输出功率随负载电变化的仿真结果
图6 开关模式功率放大器效率和失谐关系
在一个开关电阻驱动的简单并联谐振电路中，要实现最大效率，就要使功率放大器在工作频率下的视在负载的虚部最小。如果网络失谐，功率放大器的效率将显著下降。图7说明Q=5和Q=10时，匹配网络失谐后的结果。如图7所示，漏极电流的最小值发生在谐振频率点。这一事实可以用于验证现有匹配网络是否已针对特定工作频率实现了最优化。同时要注意SPICE仿真时的假设：开关电阻的打开和闭合都是瞬间完成的；在开关打开和闭合的过程中，开关的寄生电容并不随之改变；谐振电感和电容没有寄生阻抗。这些方面的影响使实际的开关模式功率放大器的性能低于理想情况下的水平。在特殊的应用中，通常采用迭代的方法实现匹配网络的最优化。
